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MCU型号：DSP56F8323
推荐应用：电源控制
突出特点：56F8300系列被称为“合成控制器”，其含义是该器件采用的是结合了DSP与MCU功能的56800E内核，它以16位的代码密度实现了32位的性能，可以替代传统MCU在32位系统中的应用。56800E内核在指令集中保留了最常用和最有、用的DSP和MCU指令集，简化了编程难度，允许习惯于MCU的设计工程师采用C编译器进行编程，简化了其DSP代码的编译。56800E内部总线结构是一种经过改进的哈佛架构，拥有7条内部程序总线和数据总线，其中2条为32位宽；内部的数据RAM具有两个端口，因此可在单个周期中进行两次存取，这些特性对于处理器的信号处理能力是非常重要。
数字处理器芯片的飞速发展，已给电力电子技术开拓了全新的发展空间，由于数字控制所具备的灵活、准确、高速和智能等优点，目前在较大功率的交流电源应用场合（如UPS电源系统），数字控制技术已得到广泛运用，并已得到市场的充分肯定。数字信号处理包括以DSP作为硬件基础的各种数字控制技术，如数字PID控制、矢量控制、智能控制、数字协议通信技术、数字采集与实时处理等技术。
随着DSP芯片发展，其在电力电子领域逐渐扩展到高频化，实时处理速度可扩展数百KHz，应用场合也突破了传统中频DC-AC逆变应用，而扩展到功率因数校正、有源滤波、高频DC-DC变换、交/直流电源均流并联、电源综合管理和远程监控等功率电子的多个领域。本文将介绍利用Freescale
Semiconductor的DSP56F8323高性能信号处理能力，将数字控制引入高频DC-DC变换器，不仅实现了模拟控制的全部功能，而且更具备了数字系统所特有的高性能、控制灵活及低成本等优点。
移相全桥软开关变换器
移相全桥零电压开关变换器结合了零电压准谐振技术和传统PWM变换器技术两者的优点，工作频率固定，在换向过程中利用LC谐振使器件零电压开关，在换向完毕后仍然采用PWM技术传送能量，控制简单、开关损耗小、可靠性高，是一种适合于大中功率开关电源的软开关电路。
图1. 移相全桥软开关变换器主电路及主要波形
移相全桥零电压开关变换器如图1-a所示。其中电容C1-C4代表开关管的寄生结电容，谐振电感Lr不仅表示独立的电感元件，还包括高频变压器的漏感。电路中开关器件的控制波形如图1-b所示，采用恒频移相控制方式，除死区时间外，每个桥臂的两个开关器件成180°互补导通，通过改变桥臂对角功率器件驱动信号移相角α的大小来实现输出电压的调节。当α=0°时，Q1/Q4或Q2/Q3同时导通，输出电压达到最大值；当α=180°时，Q1/Q2和Q3/Q4同时导通，输出电压为零；假定Q1比Q4提前α开通，则Q1和Q3组成超前桥臂，Q2和Q4组成滞后桥臂，移相角α的范围为0～180°。
移相角生成策略
考察ZVS全桥变换器的移相控制策略，需要四路独立的驱动信号，并且满足以下要求：(1) 上下桥臂两管的驱动波形180°互补；(2)
四路驱动占空比大小固定，在忽略死区时间影响条件下取为0.5；(3)
对角超前桥臂功率管的驱动信号领先滞后桥臂功率管一个移相角α，移相角大小范围0～180°，在系统闭环调节过程中动态调整。
DSP56F8323的PWM模块具有六个输出通道(从PWM0到PWM5)。这6个通道可自由配对或独立使用，在配对使用时，可工作在互补操作模式下，允许可编程的死区时间插入，这可以方便地实现半桥电路应用的驱动要求。PWM计数可分边缘对齐和中心对齐的脉宽产生方式，支持占空比从0％到100％。此外，DSP
56F8323的PWM模块具有非对称PWM输出模式：即当PWM工作在互补中心对齐模式时，PWM占空比可以在半周期独立设置，PWM的计数方向不同决定PWM模寄存器的选择，如在增量计数时，选择奇数模寄存器有效，在减量计数时选择偶数模寄存器有效，由此即可以完成非对称PWM输出的独特功能。
选用PWM2～PWM5这四个通道分别驱动Q1、Q3、Q2、Q4管，配置PWM2和PWM3为互补通道对，驱动超前桥臂，配置PWM4和PWM5为互补通道对，驱动滞后桥臂。条件(1)得到满足。要实现条件(2)、(3)的功能，PWM发生器需要配置为中心对齐非对称PWM输出模式，采用这种输出模式，计数寄存器中的计数值增量计数到达奇数模寄存器设定值value1时，输出由低变高，当计数寄存器计数到最大值后变为减量计数，减到偶数模寄存器设定值value2后，输出再次翻转，由高变低，如图2(a)所示。要保持输出占空比大小不变，需要使value12跟随value1变化，即保持(value1+value2)/2为常数，同时改变value1的起始值即可改变PWM波的相位。
图2. 移相角生成策略
设定PWM2&PWM3与PWM4&PWM5之间的移相角为α，对应模计数器的值为PS，半周期0.5占空比对应模计数器的值为Th。设置PWM2/3为一对互补PWM输出，设置PWM4/5为另一对互补输出；设定PWM2/3的奇数模计数器的值value1A为Th－PS，而偶数模计数器的值value2A为Th+PS，设定PWM4/5的奇数模计数器的值value1B为Th＋PS，而偶数模计数器的值value2B为Th-PS；在前半周期，设定PWM2/3的奇数模计数器的值Th－PS和PWM4/5的奇数模计数器的值Th＋PS有效，在后半周期，设定PWM2/3的偶数模计数器的值Th.+PS和PWM4/5的偶数计数器Th－PS有效，如图2(b)所示，PWM2/3、PWM4/5占空比大小固定，脉宽为Th
= 0.5
(死区设置没有在图中画出)，移相角对应脉冲宽度为PS，改变PS的值即改变PWM2与PWM5之间的相移。由此可见，利用DSP56F8323的非对称PWM输出特性，无需任何额外硬件电路即可方便地实现了移相控制功能，提供了移相全桥变换器所需要地全部控制信号输出。
数字控制移相全桥DC/DC变换器设计
图3 数字控制移相全桥变换器
图3为一台500W的全桥变换器样机的电路结构示意图。主要包括四个功率开关管Q1～Q4、主变压器Tr、隔直电容Cr、谐振电感Lr、副边整流管DR1和DR2、一个LC滤波电路。输入电压300～380VDC，开关频率150K。控制芯片采用DSP56F8323。三路信号被采样送入DSP，分别为输出电压Vo、原边电感电流iL和输出电流io电感电流采样信号同时送一个硬件保护检测电路，接到DSP56F8323的FAULT0口。系统控制策略采用电压电流双环控制。输出电压采样值与内部电压基准比较生成电压误差信号，经过一个PI环节构成电压外环；电压外环输出作为电流环基准，与原边电感电流采样信号比较，经过PI电流内环调节输出。电流内环输出即为控制信号移相角α。DSP内部的PWM1～PWM4端口资源输出死区固定、占空比大小固定的驱动信号，并依据移相角α，实时改变移相角的大小实现变换器输出稳压功能。
数字直流直流变换器系统的软件部分除了完成功率管控制主要任务外，还包含输出电压、输出电流软件保护、变换器各电压电流信号通过通用输入输出口送至LED电路显示、与后台微机通讯等功能。
由于PI控制算法简单、鲁棒性好和可靠性高，被广泛地应用于工业过程控制，尤其适用于可建立精确数学模型的确定性控制系统。在基于DSP的移相全桥DC-DC变换器设计中，电压环和电流环的控制均采用了PI控制，下边先讨论电压环的PI算法，电流环的PI算法与之类似，仅是PI控制系数不同，所以这里也不再赘述。考虑到DSP的控制实际上是一种离散的数字控制，它只能根据采样时刻的偏差值计算控制量，因此电压环PI调节器的传递函数最终表现为如下离散叠代表达式：
其中，
式中，Uv(n)为第n次采样时刻对应的电压环计算结果，Ev(n)为第n次采样时电压误差，Iv(n)和Iv(n-1)分别为第n次和第n-1次时刻的累加和，K0v为比例系数，K1v为积分系数，Kcorrv为抗饱和系数，Epiv为抗饱和项，Kcorry×Epiv只在计算结果Uv(n)溢出时才起作用，通常情况下Epiv＝0。
系统软件结构
本文设计的数字控制器程序流程包括五部分：主程序、半PWM周期AD采样中断、电压环PI计算和电流环PI计算及重载中断和外部故障处理中断。说明如下：主程序完成AD、PWM等模块的初始化工作，然后进入一个循环，等待中断发生，本系统采用了半PWM周期AD采样中断、电压环PI计算、电流环PI计算并重载中断，以及故障时外部中断四个中断源，规定它们的优先级从高到低依次为故障外部中断、半周期AD采样中断、电流环PI计算并重载中断、电压环PI计算中断。
半PWM周期AD采样中断的主要功能是每次进入该中断完成AD采样处理,
由于本电源开关频率设计为150K，半PWM周期AD采样中断的频率即为300K，同时在半PWM中断时进行AD采样处理，可以充分保证采样时刻错开功率管开关时刻，避免功率管开关时对采样的干扰；考虑到DSP的实时计算能力和实验调试，电压环PI计算中断为25kHz，读取输出电压采样的结果，完成电压环PI计算，作为电流环PI计算的基准(详细的电压环流程图参见图4-a)。电流环PI计算中断设计为50kHz，读取原边电感电流采样的结果，完成电流环PI计算，根据电流环PI计算的计算结果刷新四个PWM通道的占空比设置，动态调节四路PWM通道的输出，同时读取输根据AD采样结果，完成软件输出过压保护和输出过流保护的功能(详细的电压环流程图参见图4-b)；此外，如果发生输出短路等严重故障时，电感电流会异常上升，此时触发外部中断响应，屏蔽全部PWM通道输出，指示故障状态，发出关机命令，起到对系统有效快速保护的作用。
图4-a. 电压环中断流程图 图4-b. 电流环中断流程图
实验结果
(a) 空载 (f) Po=546W
图5. 滞后管S4驱动与漏源极间电压波形，VDS(CH1,100v/div),VGS(CH3,10v/div),t=1us/div
图5给出直流360V输入，输出48VDC，输出分别为空载和满载时的滞后管Q4的开关驱动与漏源极间电压波形。空载时，由于是硬开关，开关管的驱动和漏源极间电压均含有一定的开关噪音，而当满载时，开关管的驱动波形和漏源极电压波形变得更加平滑，没有硬开关变换器所出现的电压电流尖峰和驱动干扰。实验表明：当系统在半载以上时，所有功率管均可工作在软开关状态，实现了软开关移相全桥技术要求。
a)突加负载(10%->100%)情况 b) 突卸负载(100%->10%)情况
图6 负载突变时输出电压动态波形，Vo(CH1,2v/div)，t=25ms/div
图6给出了在负载突变时的电压变化波形，其中图6-a为负载从10%瞬时突加到100%时的情况，此时输出电压有大约4V的跌落，恢复时间约20ms；图6-b给出了负载从100%瞬时跌落到10%时的情况，此时输出电压有大约6V的过冲，恢复时间约40ms。这些动态实验表明：在负载突变情况下，系统并没有发性不稳定振荡，均能很快恢复到稳定输出，电压变化幅值低，恢复时间短，保持了较好的动态特性。
基于DSP的数字控制由于高集成度、控制方式灵活、设计具有较大沿续性等独特优点，已逐渐成为电力电子研究领域中的一个重要发展方向，基于DSP的数字电源系统由于所表现出来的优良整体性能，其工程应用也日渐普及并得到了市场的充分肯定。基于DSP的软开关移相全桥DC/DC变换器控制不仅将高性能的DSP与电力电子高频变换应用紧密结合，为电力电子设计提供了一种新思路；同时也给出了基于高频直直变换的一套完整数字控制解决方案。
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